TOP271EG / VG负载调节与通用输入
你好,
我设计了通用输入85 - 265伏交流电输入24 v / 5和TOP271EG输出电源。
我的效率目标是% 99。我知道这是不现实的。但是我强迫的设计使用最小的变压器绕组。
我的设计工作稳定在160 - 265伏交流电输入下满载。低于160伏交流电输入输出电压线性减少
到85伏(15 v)。没有负载,输出监管是非常稳定在85 - 265 vac。
我该怎样才能提高负载调节根据输入?它是足够的增加二次从3到4吗?
我认为核心是饱和低于160 vac。BM = 2390个基点= 3970与当前的设计。如果我改变它有用的后援者4 BM = 1792个基点= 2978。
这是正确的方法,也有另一个建议吗?
最好的问候,
文件
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| eval - 120 pq3220 v.uds——24 | 1.27 MB |
评论
嗨,扳手,
非常感谢你的宝贵意见和帮助。我重新设计了变压器Pixls设计师和π专家% 86的效率。
每个设计除了散装电容结果非常接近。我们现在每瓦2-3uf足以让通用输入的回程。还π专家接受240佛罗里达大学
对于这个设计。两个设计之间的关键区别是什么?任何方式使用小于470 uf电容器吗?根据你的建议我看到130 v伏尔(NP / NS比5.33)需要全功率交付在低压线路输入。
除了这些你建议的另一个要点或检查列表通用输入设计?
最好的问候,
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| % 86 - 24 v - 5 - a.pixls | 55.5 KB |
| % 86 - 24 v - 5 - a.uds | 544 KB |
我不一定相信结果π专家允许240 uf散装电容,特别是在现实条件下设计实际上是失败。PIXLS说你需要470佛罗里达大学的设计工作在120 w,通用输入,TOP271。热管理也将是一个挑战,尤其是在低输入电压。
另一个选择是使用一个PFS-based PFC输入阶段提供380 vdc的回程直流-直流阶段。这实际上可能允许您使用一个更小的TOPSwitch同样的输出功率,以及一个~ 100 uF散装电容。
要考虑的另一个选择是使用140 v伏尔尝试运行PIXLS电子表格。这种改变增加了当前压力第二阶段,但把它远离初级阶段,这是问题是首先。如果您使用140 v伏尔,您将需要使用一个200 v电视中的主制动装置,以避免多余的功耗主要缓冲器。利用这个选项,您可能还需要使用一个超大号的散装电容的设计工作在低线。另一个要考虑的是放松你的输入线电压规格100 - 264伏交流电,而不是85 - 264 VAC。这也将使低压线路一个相当可观的不同操作。
好,与同事讨论后,这是一个设计PIXLS实际上与240年佛罗里达大学散装电容。我必须做两件事在设计力解决方案——首先,伏尔更改为140 v,第二,强行改变KP至0.5,最低的实用价值。这些变化降低峰值初级电流和TOP271使设计成为可能。我建议你再次运行电子表格的参数你喜欢变压器铁心是否与核心设计方案是可行的。我怀疑,将需要更多的是保持变压器饱和。这可能不是最优的铜损低线。
只是猜测,我跑一个π专家与您的设计参数和使用EER35想出了一些解决方案和ETD39变压器核心——第一个我打开使用330 uf散装电容…
PDF文件的设计我跑PIXLS附加。
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| TOPSwitch-JX Flyback_132k_KP0R5_VOR140_120W.pdf | 737.15 KB |
这是一个设计使用330 uf散装电容——这种设计会减少热的挑战在低线,作为最低电压较低的行会更高。
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| TOPSwitch-JX Flyback_132k_KP0R5_VOR140_120W_330u.pdf | 737.34 KB |
嗨,扳手,
- 根据你的建议我重新设计了电源。我试着设计TOPSwitch-JX Flyback_132k_KP0R5_VOR140_120W.pdf和TOPSwitchJXFlyback_132k_KP0R5_VOR140_120W_330u.pdf
- 设计结果和问题几乎是相同的。根据% 100负载(电阻)启动开始超过180 vac。
输出监管是非常紧密的近% 1 265 vac。低于180伏交流电输出监管彻底失去。
- 与% 50负载,输出90伏之间的监管和启动好- 265 vac。
一些实验我做了(关注TOPSwitchJXFlyback_132k_KP0R5_VOR140_120W_330u.pdf);
- 散装电容:240300,330年360年和440年,佛罗里达大学
- 有/没有软完成电路
- W /我们阶段提高网络
- 取代TOP271EG TOP262EG w /我们不同的限流电阻。
- Vds电压从新加坡。600 v及峰值。
- 偏置电压与无载13-14V,满载下32 v。控制销电压为5.7 v
最好的问候,
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| 示意图 | 96.73 KB |
如果提供不低于180 vdc开始,它是运行调节或关闭是由于过度的一次电流峰值。我建议监测散装电容电压,以确保它保持高于价值所需的操作。监控主要的峰值电流,您将需要削减消耗跟踪和插入一个电流回路,使用电流探针。过度的峰值电流可以发生由于初级电感值不当,或由于变压器饱和。
我回复原始查询。所需的效率(99%)是不切实际的高在原始的设计,和输入电容太小,可能导致工作周期/峰值主要限制在低线。即使使用Inno-GaN设备与同步整流器输出,效率在低线将大约94 - 95%。我跑一个PIXLS电子表格,试图迫使TOP271设计工作,和唯一的选择,给你寻求的功率输出是输入散装电容增加到470佛罗里达大学,这让底部的最小直流电压的B +波纹槽,减少低压线路的漏极电流峰值。我不熟悉你尝试使用在最初的核心,所以我代替PQ32/20核心,看起来产生一个合适的变压器设计不饱和。我使用一个更现实的效率值86% PIXLS设计。齐纳箝位二极管应该改为180 v额定设备提供更多空间反射电压为130 v。附加的PDF副本PIXLS设计。请让我知道如果你有任何问题关于设计表格。电力需求结合通用输入电压将TOP271绝对限制,所以您将需要使用额外的措施,让设备工作电压范围和功率。 Depending on the available heat sink, you may run into lower efficiency at low line due to RDSon losses as the TOPSwitch heats up at low line.